ZVS Driver 3 - Modifikované zapojenie

Upravené originálne zapojenie ZVS Drivera od Vladimira Mazzilliho. Upravené zapojenie je vhodné pre veľké výkony, pre napájanie s vyšším napätím a aj pre mosfety s vyšším Rds.

ZVS Driver – Zero Voltage Switching flyback driver

      Jedná sa dnes už o veľmi známy, populárny a obľúbený budič pre VN transformátory najmä z televízorov vo vysokonapäťovej komunite. Hlavne pre svoju jednoduchosť a ľahké dosiahnutie veľkých výkonov v stovkách W. Ľahká dostupnosť súčiastok, možnosť spraviť z tohto oscilátora aj indukčný ohrev. Pôvodne tento budič, tzv. ZVS Driver (Zero Voltage Switching flyback driver) navrhol Vladimiro Mazzilli. Pôvodná schéma je tiež priložená dole. Toto zapojenie som už tiež skúšal kedysi dávno pred rokmi, klasický pôvodný ZVS driver v niekoľko ročnom starom článku a potom pokusný experimentálny ZVS Driver 2 o veľkom výkone, ktorý nedopadol celkom úspešne a nepokračoval som v tom ďalej. Odpálil som tranzistory na oko bezdôvodne, v tom čase som nemal ešte ani osciloskop, len som si neskôr myslel, kde bol zrejme problém. A teraz po rokoch vznikla táto nová modifikovaná verzia tohto pôvodného ZVS Driveru o ešte väčšom výkone a možnosti napájania vyšším napätím, ale pekne všetko postupne od začiatku a v novom článku, nech sa to nemieša aj s veľa ročnými starými článkami.

      ZVS Driver je vysokoúčinný dvojčinný oscilátor typu Royer, presnejšie jeho novšia verzia rezonančného Royer oscilátora so sínusovým výstupom (prvý klasický Royer oscilátor mal obdĺžnikový výstup). Podľa pôvodnej schémy hore. Primárna cievka s 5+5 závitmi (zvyčajne 3+3 až 6+6 závitov, ja používam 3+3z) s odbočkou v strede VN transformátora naproti sekundárnej cievke (je nutný rozptylový VN transformátor) spoločne s kondenzátorom C o kapacite 680nF tvoria paralelný rezonančný LC obvod. Kapacita rezonančného C sa pohybuje zvyčajne medzi 330n až 1u, pri veľkých výkonoch je to nad 1uF, ale nie viac asi ako 1,5uF (ja používam 1,3uF). Použité kondenzátory musia byť kvalitné, tečú nimi veľké prúdy (v LC obvode desiatky ampér – v mojom zapojení až 66A). Tranzistory však spínajú podstatne menšie prúdy a reaktívne magnetizačné prúdy tečú prakticky iba v rezonančnom LC obvode. Preto sa dosahuje vysokej účinnosti oscilátora a nízkych strát na tranzistoroch spínaním menších prúdov a prepínaním tranzistorov v blízkosti nule napätia. Tranzistory a rezonančné kondenzátory musia byť dimenzované na 4xUin, teda štvornásobok napájacieho napätia. Rovnako patrične dimenzované vodiče vhodného prierezu v LC obvode, prípadne použitie VF lanka pre primárnu cievku. Tlmivka na napájaní dodáva do rezonančného obvodu takmer konštantný prúd. Musí byť dimenzovaná na väčší, ako vstupný prúd, často nad 10A a v mojom prípade až nad 20A.

      V pôvodnom zapojení sa v schéme používa IRFP250 (200V, 30A, 0.075ohm), no lepšia výkonnejšia alternatíva je IRFP260 (200V, 50A, 0.04ohm). Pri týchto tranzistoroch je teoretické max. napätie Uin=50V, no prakticky ešte 55-60V je OK a držal som sa pod 200V na draine. Pri Uin=63V som lízal hranicu 200V na draine v ustálenom stave naprázdno. Pri naskočení oblúku je nutné rátať so špičkami. Tiež tieto staré IRFP tranzistory sú podstatne odolnejšie, ako moderné. Kým tieto staré znesú napr. aj 60V napájanie, moderné sa môžu čoskoro rozlúčiť vďaka špičkám a všeobecne nižšej tolerancií, menšej odolnosti. Inak povedané majú papierovo lepšie parametre, ale o to prísnejšie sa musia dodržať a sú často chúlostivejšie. Z modernejších tranzistorov pre ZVS Driver sú ešte výhodné výkonnejšie kúsky s Uds=300V napr. IRFP4137 (300V, 38A, 0.056ohm) alebo IRFP4868 (300V, 70A, 0.0255ohm), no pri nich si už treba dávať radšej pozor na správne dimenzovanie 4xUin. Pre menej výkonný ZVS Driver je tiež obľúbeným tranzistorom IRF540 (100V, 33A, 0.044ohm) s Uds len 100V.

Princíp zapojenia:

      Princíp základného zapojenia je jednoduchý. Tranzistory prepínajú na striedačku v momente, kedy sa napätie na nich priblíži k nule. Oscilátor naštartuje vďaka rozdielom v súčiastkach, potom už v ustálenom stave je to nasledovne (značenia podľa mojej schémy dole):

  • Horný tranzistor Q1 je zopnutý, dolný Q2 nie je. Napätie na primárnej cievke sa zvyšuje, napätie na draine tranzistora Q2 sa tiež zvyšuje na približne 3,2xUin.

  • Napätia na primárnej cievke a draine Q2 sa začínajú znižovať (polsinusovka), akonáhle napätie sa priblíži k nule, napätie na gejte Q1 tiež klesne k nule, kapacita gejtu sa vybíja cez rýchlu diódu (D5) a protiľahlá rýchla dióda (D6) prestane obmedzovať napätie na gejte Q2.

  • Tranzistor Q2 sa zopne a celý cyklus sa opakuje, tranzistory sa striedavo zapínajú a vypínajú. Prepínanie sa deje, keď je napätie na draine blízko nule, tým sú minimalizované straty spínaním.

  • Napätia na gejtoch tranzistorov pri vypnutom stave sú určené úbytkom napätia na rýchlej dióde a úbytku napätia na odpore protiľahlého mosfetu Rds v zopnutom stave. Preto je v klasickom pôvodnom zapojení nutné použiť mosfety s Rds menším asi ako 0,150ohm. Čím väčší Rds mosfetu a čím väčšie spínacie prúdy, tým vyšší úbytok napätia na Rds. Potom súčet napätia na Rds s úbytkom na rýchlej dióde nesmie presiahnuť prahové napätie gejtu tranzistora, inak bude privysoké napätie Ugs a tranzistor sa nezavrie.

ZVS Driver – Modifikované zapojenie (~1,7kVA 7,78kVpk)

      Prichádza na rad úprava pôvodného zapojenia ZVS Drivera, ktorá rieši hneď niekoľko nedostatkov. Toto upravené zapojenie je vhodné a určené na veľké výkony pre napájania s vyšším vstupným napätím a pre spínanie veľkých prúdov. Myšlienka úpravy vzišla ešte dávnejšie od Jana Martisa a teraz som to spoločne s ním dokopal do konečnej funkčnej verzie. Samotná úprava rieši práve závislosť výšky napätia Ugs na mosfetoch v rozopnutom stave od úbytku napätia na odpore Rds mosfetu a dióde do gejtu od protiľahlého zopnutého mosfetu. Docieli sa pokles v rozopnutom stave do záporného napätia na Ugs, tým sa odstránila nutnosť použitia mosfetu s nízkym Rds a problém s veľkými prúdmi, kedy by sa nemusel správne uzavrieť tranzistor (čím väčší prúd mosfetom, tým väčší úbytok na Rds + úbytok na dióde = Ugs).

      Zenerové diódy 3V9 (D2 a D4) s kondenzátormi 1u (C2 a C3) zabezpečia záporné napätie Ugs na mosfetoch v rozopnutom stave. Zenerové diódy (D1, D2, D3 a D4) nastavujú napätia na gejtoch tranzistorov a napätia na 1u (C2 a C3) kondenzátoroch. Diódy 1N4148 (D11 a D12) spôsobia ešte väčší pokles napätia do záporných hodnôt na Ugs a zároveň zvýšia napätie v zopnutom stave o svoj úbytok spolu so zenerovou diódou 15V. Odpory gejtových rezistorov (R1 a R2) je nutné vhodne nastaviť pre zatlmenie prípadných VF kmitov a oscilácií (15-33R by malo byť OK). Rezistory R3 a R4 po 1k určujú prúd zenerovými diódami 3V9. Použité tranzistory v zapojení sú STW57N65M5-4 (650V, 42A, 0.056ohm).

      Rezonančný C bol pôvodne vyskladaný a ponechaný z kondenzátorov ISKRA 1,5uF/250V=, ktoré spoľahlivo fungovali v predošlých verziách ZVS Driveru. No tu pri tomto výkone sa im to po čase prestalo páčiť a jeden z nich to dal patrične najavo premenou na dymovnicu. Ono aj naopak je prekvapivé, ako dlho tam vydržali tieto ISKRA kondenzátory v tomto zapojení. Nový rezonančný C je už vyskladaný z 13ks kondenzátorov TESLA TC342 100n/1000V paralelne. Rezonančným kondenzátorom po výpočte tečie 66,31Aef ! V tomto zapojení pri 13ks kondenzátorov je to približne 5,1A na kus.

      Primárna cievka s 3+3 závitmi je vinutá vyrobeným VF lankom tvoreného lakovaným vodičom 12x 0,7mm. Zvyšné vodiče v LC rezonančnom obvode a k tranzistorom sú použité hrubé s tenkou teflónovou izoláciou. Vodiče sa dosť silno zahrievajú, bežná izolácia sa doslova tavila a dymila. Ideálne by tu bolo použiť všade VF lanka alebo ešte hrubšie vodiče. Prípade teflón, ktorý znesie vysoké teploty :).

      Napájanie oscilátora a výkonovej časti je v tomto prípade oddelené pre zvýšené vstupné napätie výkonovej časti až na 100V. Z laboratórneho zdroja zo stola beriem 30V pre oscilátor a 100V pre výkonovú časť priamo zo siete cez 5kVA oddeľovací transformátor a regulačný autotransformátor RA10. Rezistorom R7 a R8 sa tým značne výkonovo odľahčí.

Zhrnutie:

  • Tranzistory: STW57N65M5-4 (650V, 42A, 0.056ohm) [datasheet]
  • Feritové jadro VN transformátora: 25x25mm 3C85 (popis a fotky nižšie)
  • Vzduchová medzera: 2x 1,48mm
  • Primárne vinutie: 3+3z, VF lanko 12x 0,7mm
  • Sekundárne vinutie: 210z vodičom 0,25mm; 3 vrstvy po 70z
  • Rezonančný kondenzátor: 1,3uF - 13ks 100n/1000V TESLA TC342 paralelne
  • Frekvencia oscilátora (VN tr. - naprázdno): 36,44kHz
  • Frekvencia oscilátora (VN tr. - nakrátko): 48,69kHz
  • Napájacie napätie: 100V
  • Príkon: 1,7kVA - podľa dĺžky ovblúka 1,5 - 1,9kVA
  • Výstupné napätie: 5,5kVef a 7,78kVpk (špičková max hodnota nameraná)
  • Filtrácia: 10,2mF/160V


Schéma:



Fotky z výroby



VN transformátor

      Je na feritovom jadre 3C85 so stĺpikom 25x25mm a vzduchovou medzerou 2x 1,48mm. Sekundárne vinutie má 210z vinutých na 3 vrstvách so 70z na vrstvu s vodičom priemeru 0,25mm. Izolácia sú 2 vrstvy linolea plus tenká vodárenská teflónová páska na vinutie. Cielene som volil sekundárnu cievku o menšom počte závitov s mierne prehnanou izoláciou. Chcel som mať väčšie prúdy pri menšom napätí a vzhľadom na malý počet závitov som si mohol dovoliť to preháňať s izoláciou a tiež mi to dovolilo dať vyšší počet závitov na jednu vrstvu. Namerané výstupné napätie je 7,78kVpk (maximálna špičková hodnota sínusového priebehu).



Vzorce a výpočty

      Nejaké vzorce a výpočty pre ZVS Driver. Hodnoty, ktoré poznáme a odmeraná indukčnosť primárnej cievky (frekvenciu vypočítať alebo merať po zložení obvodu):

UIN = 100V
N = 6z (celé primárne vinutie)
L = 14,6uH (indukčnosť primárneho vinutia)

1. Výpočet frekvencie f LC obvodu v stave naprázdno a prierez stĺpika S feritového jadra VN transformátora:


2.
 Prvý vzorec je pre výpočet efektívneho napätia na vinutí a druhý vzorec pre efektívne napätie na primárnej cievke ZVS Drivera. Vzorce platia len pre sínusové napätie !


3.
 Z horných dvoch vzorcov si vyjadríme a vypočítame sýtenie Bmax. Vypočítali sme špičkovú maximálnu hodnotu sýtenia pre dvojčinný zdroj, hodnota peak-peak sýtenia je potom 2xBmax. Zaujíma nás pravdaže hodnota Bmax, pre ferit je max hodnota 0,3T. V mojom prípade už pracuje ZVS Driver na hranici presýtenia a podľa toho aj zodpovedá silný ohrev feritu v stave naprázdno. Pri ťahaní oblúku stúpa frekvencia nahor z 36kHz na 48kHz a sýtenie feritu klesá nadol.


4.
 Teraz môžeme vypočítať výstupné napätie z VN transformátora v stave naprázdno. Reálne odmerané maximálne napätie je nižšie, čo je spôsobené rozptylom transformátora a nižším sýtením pod VN sekundárnym vinutím. Odmeraná hodnota napätia s PU510 a VN sondou je 7,78kVmax, čo zodpovedá 5,5kVef.


5.
 Nakoniec výpočet napätia na primárnej cievke VN transformátora a z toho efektívny prúd cez rezonančný kondenzátor. Pri mojom skladanom rezonančnom C z 13ks 100n/1000V TESLA TC342 to vychádza 5,1Aef na kus. Podľa toho je nutne vhodne dimenzovať rezonančný C !


Priebehy z osciloskopu

      Reálne to vychádza meraním Uds na 3,2xUin. Tranzistory správne dimenzovať na 4xUin. Pri tomto upravenom zapojení ide napätie Ugs v rozopnutom stave do záporných hodnôt pod -2V.

Ch1 (žltá): Ugs
Ch3 (modrá): Uds

1. Iba budenie z 30V laboratórneho zdroja.
2. 12,5V (Uds=40V)
3. 23,5V (Uds=72V)
4. 56V (Uds=180V)
5. 100V (Uds=320V)
6. 100V s VN transformátorom nakrátko


      Ďalšie priebehy (rovnako, ako horné poradie) z vyradením zenerových diód 3V9 (D2 a D4) a kondenzátorov 1u (C2 a C3) zo zapojenia. Teraz sa to správa, ako klasický ZVS Driver, kde napätie Ugs je určené úbytkom na dióde a úbytkom napätia na Rds druhého mosfetu. Teraz tu mám len 1V, no mám tu použitý mosfet s Rds len 0,056ohm a tiež prúd bude narastať s veľkosťou oblúka a tým aj úbytok napätia na Rds.


Fotky a videa výbojov


Finálne video

 


Medené elektródy

 


Duralové elektródy


Sóda bikarbóna